㈠ 開關電源的環路補償，補償都在誤差放大器上。但buck晶元誤差放大多在片內，此時應如何設置環路補償
您好，這個動作是需要操作進行卡出來的，首先打開換裝，再點你想卡的角色或者動作，不過卡出來的動作只能在自建房使用，實戰是用不了的
㈡ 老工程師總結的開關電源設計心得
首先從開關電源的設計及生產工藝開始描述吧，先說說印製板的設計。開關電源工作在高頻率，高脈沖狀態，屬於模擬電路中的一個比較特殊種類。布板時須遵循高頻電路布線原則。
1、布局： 脈沖電壓連線盡可能短，其中輸入開關管到變壓器連線，輸出變壓器到整流管連接線。脈沖電流環路盡可能小如輸入濾波電容正到變壓器到開關管返回電容負。輸出部分變壓器出端到整流管到輸出電感到輸出電容返回變壓器電路中X電容要盡量接 近開關電源輸入端，輸入線應避免與其他電路平行，應避開。Y電容應放置在機殼接地端子或FG連接端。共摸電感應與變壓器保持一定距離，以避免磁偶合。如不好處理可在共摸電感與變壓器間加一屏蔽，以上幾項對開關電 源的EMC性能影響較大。
輸出電容一般可採用兩只一隻靠近整流管另一隻應靠近輸出端子，可影響電源輸出紋波指標，兩只小容量電容並聯效果應優於用一隻大容量電容。發熱器件要和電解電容保持一定距離，以延長整機壽命，電解電容是開關電源壽命的瓶勁，如變壓器、功率管、大功率電阻要和電解保持距離，電解之間也須留出散熱空間，條件允許 可將其放置在進風口。
控制部分要注意：高阻抗弱信號電路連線要盡量短如取樣反饋環路，在處理時要盡量避免其受干擾、電流取樣信號電路，特別是電流控制型電路，處理不好易出現一些想不到的意外，其中有一些技巧，現以3843電路舉例見圖(1)圖一效果要好於圖二，圖二在滿載時用示波器觀測電流波形上明顯疊加尖刺，由於干擾限流點比設計值偏低，圖一則沒有這種現象、還有開關管驅動信號電路，開關管驅動電阻要靠近開關管，可提高開關管工作可靠性，這和功率MOSFET高直流阻抗電壓驅動特性有關。
下面談一談印製板布線的一些原則。
線間距： 隨著印製線路板製造工藝的不斷完善和提高，一般加工廠製造出線間距等於甚至小於0.1mm已經不存在什麼問題，完全能夠滿足大多數應用場合。考慮到開關電源所採用的元器件及生產工藝，一般雙面板最小線間距設為0.3mm，單面板最小線間距設為0.5mm，焊盤與焊盤、焊盤與過孔或過孔與過孔，最小 間距設為0.5mm，可避免在焊接操作過程中出現「橋接」現象。，這樣大多數制板廠都能夠很輕松滿足生產要求，並可以把成品率控製得非常高，亦可實現合理的布線密度及有一個較經濟的成本。
最小線間距只適合信號控制電路和電壓低於63V的低壓電路，當線間電壓大於該值時一般可按照500V/1mm經驗值取線間距。
鑒於有一些相關標准對線間距有較明確的規定，則要嚴格按照標准執行，如交流入口端至熔斷器端連線。某些電源對體積要求很高，如模塊電源。一般變壓器輸入側線間距為1mm實踐證明是可行的。對交流輸入，(隔離)直流輸出的電源產品，比較嚴格的規定為安全間距要大於等於6mm，當然這由相關的標准及執行方法 確定。一般安全間距可由反饋光耦兩側距離作為參考，原則大於等於這個距離。也可在光耦下面印製板上開槽，使爬電距離加大以滿足絕緣要求。一般開關電源交流輸入側走線或板上元件距非絕緣的外殼、散熱器間距要大於5mm，輸出側走線或器件距外殼或散熱器間距要大於2mm,或嚴格按照安全規范執行。
常用方法： 上文提到的線路板開槽的方法適用於一些間距不夠的場合，順便提一下，該法也常用來作為保護放電間隙，常見於電視機顯象管尾板和電源交流輸入處。該法在模塊電源中得到了廣泛的應用，在灌封的條件下可獲得很好的效果。
方法二： 墊絕緣紙，可採用青殼紙、聚脂膜、聚四氟乙烯定向膜等絕緣材料。一般通用電源用青殼紙或聚脂膜墊在線路板於金屬機殼間，這種材料有機械強度高，有有一定抗潮濕的能力。聚四氟乙烯定向膜由於具有耐高溫的特性在模塊電源中得到廣泛的應用。在元件和周圍導體間也可墊絕緣薄膜來提高絕緣抗電性能。
注意：某些器件絕緣被覆套不能用來作為絕緣介質而減小安全間距，如電解電容的外皮，在高溫條件下，該外皮有可能受熱收縮。大電解防爆槽前端要留出空間，以確保電解電容在非常情況時能無阻礙地瀉壓.
談一談印製板銅皮走線的一些事項：
走線電流密度： 現在多數電子線路採用絕緣板縛銅構成。常用線路板銅皮厚度為35μm，走線可按照1A/mm經驗值取電流密度值，具體計算可參見教科書。為保證走線機械強度原則線寬應大於或等於0.3mm(其他非電源線路板可能最小線寬會小一些)。銅皮厚度為70μm線路板也常見於開關電源，那麼電流密度可更高些。
補充一點，現常用線路板設計工具軟體一般都有設計規范項，如線寬、線間距，旱盤過孔尺寸等參數都可以進行設定。在設計線路板時，設計軟體可自動按照規范執行，可節省許多時間，減少部分工作量，降低出錯率。
一般對可靠性要求比較高的線路或布線線密度大可採用雙面板。其特點是成本適中，可靠性高，能滿足大多數應用場合。
模塊電源行列也有部分產品採用多層板，主要便於集成變壓器電感等功率器件，優化接線、功率管散熱等。具有工藝美觀一致性好，變壓器散熱好的優點，但其缺點是成本較高，靈活性較差，僅適合於工業化大規模生產。
單面板，市場流通通用開關電源幾乎都採用了單面線路板，其具有低成本的優勢，在設計，及生產工藝上採取一些措施亦可確保其性能。
談談單面印製板設計的一些體會，由於單面板具有成本低廉，易於製造的特點，在開關電源線路中得到廣泛應用，由於其只有一面縛銅，器件的電器連接，機械固定都要依靠那層銅皮，在處理時必須小心。
為保證良好的焊接機械結構性能，單面板焊盤應稍微大一些，以確保銅皮和基板的良好縛著力，而不至於受到震動時銅皮剝離、斷脫。一般焊環寬度應大於0.3mm。焊盤孔直徑應略大於器件引腳直徑，但不宜過大，保證管腳與焊盤間由焊錫連接距離最短，盤孔大小以不妨礙正常查件為度，焊盤孔直徑一般大於管腳直徑0.1-0.2mm。多引腳器件為保證順利查件，也可更大一些。
電氣連線應盡量寬，原則寬度應大於焊盤直徑，特殊情況應在連線於與焊盤交匯必須將線加寬(俗稱生成淚滴)，避免在某些條件線與焊盤斷裂。原則最小線寬應大於0.5mm。
單面板上元器件應緊貼線路板。需要架空散熱的器件，要在器件與線路板之間的管腳上加套管，可起到支撐器件和增加絕緣的雙重作用，要最大限度減少或避免外力沖擊對焊盤與管腳連接處造成的影響，增強焊接的牢固性。線路板上重量較大的部件可增加支撐連接點，可加強與線路板間連接強度，如變壓器，功率器件散熱器。
單面板焊接面引腳在不影響與外殼間距的前題條件下，可留得長一些，其優點是可增 加焊接部位的強度，加大焊接面積、有虛焊現象可即時發現。引腳長剪腿時，焊接部位受力較小。在台灣、日本常採用把器件引腳在焊接面彎成與線路板成45度 角，然後再焊接的工藝，的其道理同上。今天談一談雙面板設計中的一些事項，在一 些要求比較高，或走線密度比較大的應用環境中採用雙面印製板，其性能及各方面指標要比單面板好很多。
雙面板焊盤由於孔已作金屬化處理強度較高，焊環可比單面板小一些，焊盤孔孔徑可 比管腳直徑略微大一些，因為在焊接過程中有利於焊錫溶液通過焊孔滲透到頂層焊盤，以增加焊接可靠性。但是有一個弊端，如果孔過大，波峰焊時在射流錫沖擊下部分器件可能上浮，產生一些缺陷。
大電流走線的處理，線寬可按照前帖處理，如寬度不夠，一般可採用在走線上鍍錫增加厚度進行解決，其方法有好多種
1， 將走線設置成焊盤屬性，這樣在線路板製造時該走線不會被阻焊劑覆蓋，熱風整平時會被鍍上錫。
2， 在布線處放置焊盤，將該焊盤設置成需要走線的形狀，要注意把焊盤孔設置為零。
3， 在阻焊層放置線，此方法最靈活，但不是所有線路板生產商都會明白你的意圖，需用文字說明。在阻焊層放置線的部位會不塗阻焊劑。
線路鍍錫的幾種方法如上，要注意的是，如果很寬的的走線全部鍍上錫，在焊接以後，會粘接大量焊錫，並且分布很不均勻，影響美觀。一般可採用細長條鍍錫寬度在1~1.5mm，長度可根據線路來確定，鍍錫部分間隔0.5~1mm雙面線路板為布局、走線提供了很大的選擇性，可使布線更趨於合理。關於接地，功率地與信號地一定要分開，兩個地可在濾波電容處匯合，以避免大脈沖電流通過信號地連線而導致出現不穩定的意外因素，信號控制迴路盡量採用一點接地法，有一個技巧，盡量把非接地的走線放置在同一布線層，最後在另外一層鋪地線。輸出 線一般先經過濾波電容處，再到負載，輸入線也必須先通過電容，再到變壓器，理論依據是讓紋波電流都通過旅濾波電容。
電壓反饋取樣，為避免大電流通過走線的影響，反饋電壓的取樣點一定要放在電源輸出最末梢，以提高整機負載效應指標。
走線從一個布線層變到另外一個布線層一般用過孔連通，不宜通過器件管腳焊盤實現，因為在插裝器件時有可能破壞這種連接關系，還有在每1A電流通過時，至少應有2個過孔，過孔孔徑原則要大於0.5mm，一般0.8mm可確保加工可靠性。
器件散熱，在一些小功率電源中，線路板走線也可兼散熱功能，其特點是走線盡量寬大，以增加散熱面積，並不塗阻焊劑，有條件可均勻放置過孔，增強導熱性能。
談談鋁基板在開關電源中的應用和多層印製板在開關電源電路中的應用。
鋁基板由其本身構造，具有以下特點：導熱性能非常優良、單面縛銅、器件只能放置在縛銅面、不能開電器連線孔所以不能按照單面板那樣放置跳線。
鋁基板上一般都放置貼片器件，開關管，輸出整流管通過基板把熱量傳導出去，熱阻很低，可取得較高可靠性。變壓器採用平面貼片結構，也可通過基板散熱，其溫升比常規要低，同樣規格變壓器採用鋁基板結構可得到較大的輸出功率。鋁基板跳線可以採用搭橋的方式處理。鋁基板電源一般由由兩塊印製板組成，另外一塊板放 置控制電路，兩塊板之間通過物理連接合成一體。
由於鋁基板優良的導熱性，在小量手工焊接時比較困難，焊料冷卻過快，容易出現問題現有一個簡單實用的方法，將一個燙衣服的普通電熨斗(最好有調溫功能)，翻過來，熨燙面向上，固定好，溫度調到150℃左右，把鋁基板放在熨鬥上面，加溫一段時間，然後按照常規方法將元件貼上並焊接，熨斗溫度以器件易於焊接為宜，太高有可能時器件損壞，甚至鋁基板銅皮剝離，溫度太低焊接效果不好，要靈活掌握。
最近幾年，隨著多層線路板在開關電源電路中應用，使得印製線路變壓器成為可能，由於多層板，層間距較小，也可以充分利用變壓器窗口截面，可在主線路板上再加一到兩片由多層板組成的印製線圈達到利用窗口，降低線路電流密度的目的，由於採用印製線圈，減少了人工干預，變壓器一致性好，平面結構，漏感低，偶合 好。開啟式磁芯，良好的散熱條件。由於其具有諸多的優勢，有利於大批量生產，所以得到廣泛的應用。但研製開發初期投入較大，不適合小規模生。
開關電源分為，隔離與非隔離兩種形式，在這里主要談一談隔離式開關電源的拓撲形式，在下文中，非特別說明，均指隔離電源。隔離電源按照結構形式不同，可分為兩大類：正激式和反激式。反激式指在變壓器原邊導通時副邊截止，變壓器儲能。原邊截止時，副邊導通，能量釋放到負載的工作狀態，一般常規反激式電源單管 多，雙管的不常見。正激式指在變壓器原邊導通同時副邊感應出對應電壓輸出到負載，能量通過變壓器直接傳遞。按規格又可分為常規正激，包括單管正激，雙管正激。半橋、橋式電路都屬於正激電路。
正激和反激電路各有其特點，在設計電路的過程中為達到最優性價比，可以靈活運用。一般在小功率場合可選用反激式。稍微大一些可採用單管正激電路，中等功率可採用雙管正激電路或半橋電路，低電壓時採用推挽電路，與半橋工作狀態相同。大功率輸出，一般採用橋式電路，低壓也可採用推挽電路。
反激式電源因其結構簡單，省掉了一個和變壓器體積大小差不多的電感，而在中小功率電源中得到廣泛的應用。在有些介紹中講到反激式電源功率只能做到幾十瓦，輸出功率超過100瓦就沒有優勢，實現起來有難度。本人認為一般情況下是這樣的，但也不能一概而論，PI公司的TOP晶元就可做到300瓦，有文章介紹反激電源可做到上千瓦，但沒見過實物。輸出功率大小與輸出電壓高低有關。
反激電源變壓器漏感是一個非常關鍵的參數，由於反激電源需要變壓器儲存能量，要 使變壓器鐵芯得到充分利用，一般都要在磁路中開氣隙，其目的是改變鐵芯磁滯回線的斜率，使變壓器能夠承受大的脈沖電流沖擊，而不至於鐵芯進入飽和非線形狀態，磁路中氣隙處於高磁阻狀態，在磁路中產生漏磁遠大於完全閉合磁路。
變壓器初次極間的偶合，也是確定漏感的關鍵因素，要盡量使初次極線圈靠近，可採用三明治繞法，但這樣會使變壓器分布電容增大。選用鐵芯盡量用窗口比較長的磁芯，可減小漏感，如用EE、EF、EER、PQ型磁芯效果要比EI型的好。
關於反激電源的占空比，原則上反激電源的最大占空比應該小於0.5，否則環路不容易補償，有可能不穩定，但有一些例外，如美國PI公司推出的TOP系列晶元是可以工作在占空比大於0.5的條件下。 占空比由變壓器原副邊匝數比確定，本人對做反激的看法是，先確定反射電壓(輸出電壓通過變壓器耦合反映到原邊的電壓值)，在一定電壓范圍內反射電壓提高則工作占空比增大，開關管損耗降低。反射電壓降低則工作占空比減小，開關管損耗增大。當然這也是有前提條件，當占空比增大，則意味著輸出二極體導通時間縮 短，為保持輸出穩定，更多的時候將由輸出電容放電電流來保證，輸出電容將承受更大的高頻紋波電流沖刷，而使其發熱加劇，這在許多條件下是不允許的。占空比增大，改變變壓器匝數比，會使變壓器漏感加大，使其整體性能變，當漏感能量大到一定程度，可充分抵消掉開關管大占空帶來的低損耗，時就沒有再增大占 空比的意義了，甚至可能會因為漏感反峰值電壓過高而擊穿開關管。由於漏感大，可能使輸出紋波，及其他一些電磁指標變差。當占空比小時，開關管通過電流有效值高，變壓器初級電流有效值大，降低變換器效率，但可改善輸出電容的工作條件，降低發熱。
如何確定變壓器反射電壓(即占空比)
有網友提到開關電源的反饋環路的參數設置，工作狀態分析。由於在上學時高數學的比較差，《自動控制原理》差一點就補考了，對於這一門現在還感覺恐懼，到現在也不能完整寫出閉環系統傳遞函數，對於系統零點、極點的概念感覺很模糊，看波德圖也只是大概看出是發散還是收斂，所以對於反饋補償不敢胡言亂語，但有有 一些建議。如果有一些數學功底，再有一些學習時間可以再把大學的課本《自動控制原理》找出來仔細的消化一下，並結合實際的開關電源電路，按工作狀態進行分析。一定會有所收獲，論壇有一個帖子《拜師求學反饋環路設計、調式》其中CMG回答得很好，我覺得可以參考。
接著談關於反激電源的占空比(本人關注反射電壓，與占空比一致)，占空比還與選擇開關管的耐壓有關，有一些早期的反激電源使用比較低耐壓開關管，如600V或650V作為交流220V輸入電源的開關管，也許與當時生產工藝有關，高耐壓管子，不易製造，或者低耐壓管子有更合理的導通損耗及開關特性，像這種線路反射電壓不能太高，否則為使開關管工作在安全范圍內，吸收電路損耗的功率也是相當可觀的。 實踐證明600V管子反射電壓不要大於100V，650V管子反射電壓不要大於120V，把漏感尖峰電壓值鉗位在50V時管子還有50V的工作餘量。現在 由於MOS管製造工藝水平的提高，一般反激電源都採用700V或750V甚至800-900V的開關管。像這種電路，抗過壓的能力強一些開關變壓器反射電壓也可以做得比較高一些，最大反射電壓在150V比較合適，能夠獲得較好的綜 合性能。PI公司的TOP晶元推薦為135V採用瞬變電壓抑制二極體鉗位。但他的評估板一般反射電壓都要低於這個數值在110V左右。這兩種類型各有優缺點：
第一類：缺點抗過壓能力弱，占空比小，變壓器初級脈沖電流大。優點：變壓器漏感小，電磁輻射低，紋波指標高，開關管損耗小，轉換效率不一定比第二類低。
第二類：缺點開關管損耗大一些，變壓器漏感大一些，紋波差一些。優點：抗過壓能力強一些，占空比大，變壓器損耗低一些，效率高一些。
反激電源反射電壓還有一個確定因素
反激電源的反射電壓還與一個參數有關，那就是輸出電壓，輸出電壓越低則變壓器匝數比越大，變壓器漏感越大，開關管承受電壓越高，有可能擊穿開關管、吸收電路消耗功率越大，有可能使吸收迴路功率器件永久失效(特別是採用瞬變電壓抑制二極體的電路)。在設計低壓輸出小功率反激電源的優化過程中必須小心處理，其 處理方法有幾個：
1、 採用大一個功率等級的磁芯降低漏感，這樣可提高低壓反激電源的轉換效率，降低損耗，減小輸出紋波，提高多路輸出電源的交差調整率，一般常見於家電用開關電源，如光碟機、DVB機頂盒等。
2、如果條件不允許加大磁芯，只能降低反射電壓，減小占空比。降低反射電壓可減小漏感但有可能使電源轉換效率降低，這兩者是一個矛盾，必須要有一個替代過程才能找到一個合適的點，在變壓器替代實驗過程中，可以檢測變壓器原邊的反峰電壓，盡量 降低反峰電壓脈沖的寬度，和幅度，可增加變換器的工作安全裕度。一般反射電壓在110V時比較合適。
3、增強耦合，降低損耗，採用新的技術，和繞線工藝，變壓器為滿足安全規范會在原邊和副邊間採取絕緣措施，如墊絕緣膠帶、加絕緣端空膠帶。這些將影響變壓器漏感性能，現實生產中可採用初級繞組包繞次級的繞法。或者次級用三重絕緣線繞制，取消 初次級間的絕緣物，可以增強耦合，甚至可採用寬銅皮繞制。
文中低壓輸出指小於或等於5V的輸出，像這一類小功率電源，本人的經驗是，功率輸出大於20W輸出可採用正激式，可獲得最佳性價比，當然這也不是決對的， 與個人的習慣，應用的環境有關系。
反激電源變壓器磁芯在工作在單向磁化狀態，所以磁路需要開氣隙，類似於脈動直流電感器。部分磁路通過空氣縫隙耦合。為什麼開氣隙的原理本人理解為：由於功率鐵氧體也具有近似於矩形的工作特性曲線(磁滯回線)，在工作特性曲線上Y軸表示磁感應強度(B)，現在的生產工藝一般飽和點在400mT以上，一般此值 在設計中取值應該在200-300mT比較合適、X軸表示磁場強度(H)此值與磁化電流強度成比例關系。磁路開氣隙相當於把磁體磁滯回線向X軸向傾斜，在同樣的磁感應強度下，可承受更大的磁化電流，則相當於磁心儲存更多的能量，此能量在開關管截止時通過變壓器次級瀉放到負載電路，反激電源磁芯開氣隙有兩個作用。其一是傳遞更多能量，其二防止磁芯進入飽和狀態。
反激電源的變壓器工作在單向磁化狀態，不僅要通過磁耦合傳遞能量，還擔負電壓變換輸入輸出隔離的多重作用。所以氣隙的處理需要非常小心，氣隙太大可使漏感變大，磁滯損耗增加，鐵損、銅損增大，影響電源的整機性能。氣隙太小有可能使變壓器磁芯飽和，導致電源損壞。
所謂反激電源的連續與斷續模式是指變壓器的工作狀態，在滿載狀態變壓器工作於能量完全傳遞，或不完全傳遞的工作模式。一般要根據工作環境進行設計，常規反激電源應該工作在連續模式，這樣開關管、線路的損耗都比較小，而且可以減輕輸入輸出電容的工作應力，但是這也有一些例外。 需要在這里特別指出：由於反激電源的特點也比較適合設計成高壓電源，而高壓電源變壓器一般工作在斷續模式，本人理解為由於高壓電源輸出需要採用高耐壓的整流二極體。由於製造工藝特點，高反壓二極體，反向恢復時間長，速度低，在電流連續狀態，二極體是在有正向偏壓時恢復，反向恢復時的能量損耗非常大，不利於 變換器性能的提高，輕則降低轉換效率，整流管嚴重發熱，重則甚至燒毀整流管。由於在斷續模式下，二極體是在零偏壓情況下反向偏置，損耗可以降到一個比較低的水平。所以高壓電源工作在斷續模式，並且工作頻率不能太高。 還有一類反激式電源工作在臨界狀態，一般這類電源工作在調頻模式，或調頻調寬雙模式，一些低成本的自激電源(RCC)常採用這種形式，為保證輸出穩定，變 壓器工作頻率隨著，輸出電流或輸入電壓而改變，接近滿載時變壓器始終保持在連續與斷續之間，這種電源只適合於小功率輸出，否則電磁兼容特性的處理會很讓人頭痛。
反激開關電源變壓器應工作在連續模式，那就要求比較大的繞組電感量，當然連續也是有一定程度的，過分追求絕對連續是不現實的，有可能需要很大的磁芯，非常多的線圈匝數，同時伴隨著大的漏感和分布電容，可能得不償失。那麼如何確定這個參數呢，通過多次實踐，及分析同行的設計，本人認為，在標稱電壓輸入時，輸出達到50%~60%變壓器從斷續，過渡到連續狀態比較合適。或者在最高輸入電壓狀態時，滿載輸出時，變壓器能夠過渡到連續狀態就可以了。
㈢ 開關電源輸出電壓不穩定怎麼辦要怎樣去處理呢
一般來說開關電源輸出電壓不穩定的原因比較復雜，但也基本可以從下面幾個出發點去查找原因：控制電路的VDD紋波過大或者不穩定，超出控制IC工作的條件。可以適當調整供電電壓，或者增加濾波電容，選擇合適去耦電容。這些是根據 浙江埃莫森電氣 的分享總結的，看看浙江埃莫森電氣 的信息分享真的不錯，我做電力有一些不懂的地方就經常去浙江埃莫森電氣 看看 ，相信對於你的幫助會更大
基準參考不穩定，比如給基準電路的偏置電流小於其正常工作的需求。可以通過觀察基準的波形，對比現有參數調整電路來滿足基準的工作條件。
反饋迴路參數不合理，負反饋電路在某頻點成為正反饋而引起電路震盪。可以先把環路速度調慢，增益調小，待電路穩定後再觀測伯德圖調整環路滿足動態響應的要求。
某些保護電路被誤觸發，比如過壓，過流，過功率等。觀察每個保護電路的控制節點，看哪一部分電路被誤動作。需要調參數的調參數數。註：保護電路也可以參考上述1,2及下面的5 。
電源內的干擾導致控制電路不穩。比如電流采樣，電壓采樣電路（比較器輸出）等。檢查電路布線，敏感的電路要避開干擾源，成對的信號採用護線（就是盡量與地線近距離平行布線）。
輸入電壓范圍超過了開關電源變換器維持輸出的條件，比如過低或過高。 檢查前級電路是不是輸出穩定。如果輸入在范圍內，可能需要調整變壓器設計。
㈣ 開關電源的環路補償，補償都在誤差放大器上。但buck晶元誤差放大多在片內，此時應如何設置
：低頻增益高是好事，可以減小穩態誤差，但還要考慮誤差放大器的零極點分布，保證反饋環路的帶寬足夠高並且穩定，所以關鍵是整個反饋環路的分析，而不是僅僅看誤差放大器的增益
㈤ 開關電源維修方法 維修人員必看
開關電源維修方法還是比較復雜的。當然做復雜的事要有耐心。下面小編將為您詳細得介紹一下開關電源維修方法。
開關電源維修1.電阻測量打頭陣
(1)打開機蓋，翻過電路板，首先測電源調整管0801(BUZ91A)D極是否對地短路。
(2)由於IC801②、③腳外接的R807(33()kQ/2w)、R805(820kΩ/2W)阻值相當大，測IC801②、③腳對地電阻時應將兩只電阻其中一端與電路板脫離。如果是R807開路，電源電路將不啟動。兩只電阻如果短路，TDA4605將無法承受+300V的沖擊而損壞，在實際維修中，R805開路最為多見。
(3)當測R805、R807正常後，便可測IC801①～⑧腳對地電阻，這樣有利於及時發現①～⑧腳外圍元件有無直接損壞，從實際維修中證明，維修此電路用電阻測量法比用電壓法快捷、准確。IC801不能正常工作，其大部分引腳，如①、⑤、⑦、⑧腳電壓都為0V。但②腳從正常值1.12V可能升至4V。實際所測電壓值不是0V，就是高出正常許多。
(4)當以上測量均正常時就應測光耦IC802③腳對地電阻，若阻值小於10kQ，電路穩壓功能將失效，+B將從141V升至190V左右，此時保護電路不起作用。本機進入保護狀態的條件是+B升至220V，這時行電路將會嚴重損壞，甚至威脅到CRT的安全。這就是強調通電測光耦③腳對地阻值的緣由。
(5)光耦③腳外接元件對地阻值減小後所對應的+B輸出電壓見表1。
表1當光耦③腳對地電阻值減小時+B輸出備注(負載)1KΩ時145V15W(燈泡)500Ω152V15W(燈泡)340Ω160V15W(燈泡)240Ω190V15W(燈泡)240Ω以下電源指示燈閃爍無輸出15W(燈泡)
在實際檢修中，C813時有損壞。
開關電源維修2.壓降法檢測次級是否短路有奇效
經上述檢查無誤後，在不通電的前提下，檢查電源次級電路有無短路現象，其目的在於避免因電源冽級短路造成初級電路自保，從而增加檢修難度。多年維修實踐證明，測電阻次級各支路有無短路，有些不方便。因為在各整流輸出端接有大容量的濾波電容，在測量時這些電容的充電作用，會使所測電阻值長久不能達到穩定值。那麼，有沒有更好的辦法呢?其實測在路電阻時，只需在濾波電容兩端接一隻l00Ω/5W左右的電阻作假負載予以放電即可。
經多年的實踐，我們整理出一套壓降檢測法。壓降檢測法就是運用數字萬用表的二極體擋對電路中的晶體管進行測量，因二極體擋兩表筆大約有2.65V的輸出電壓，而整流管正極均通過各繞組接地，這給檢修帶來方便，壓降值見表2，測量方法如圖所示。
表2輸出電壓(V)位號(型號)紅筆接地(正向壓降)(V)黑筆接地(反向壓降)(V)+142D8310.438∞+24D8610.4451.52+12D8510.4231.66+9IC851(7809)0.4170.425+5IC841(7805)0.5260.658
從圖中可以看出，萬用表二極體擋輸出的2.65V左-右電壓分為兩路：一路經開關變壓器繞組下端→繞組上端→整流→二極體正極→負極形成導通壓降;第二路經冷地負載電路RL回到萬用表負極。這時萬用表所顯示的壓降值為兩路並聯值，其中任何一路有短路元件存在時，萬用表顯示壓降值均會有所下降。
開關電源維修3.通電檢測有竅門
運用了上述各種方法後，即可通電檢修。對電源不啟動的檢修步驟如下：
(1)首先測量IC801⑥腳是否有12～15V的正常啟動電壓，當啟動電阻R802、R803阻值增大為150kΩ時，本機將無法啟動，⑥腳電壓將低於11.6V。
(2)當⑥腳外接C816完全失效時，電源將無法啟動，這時⑥腳電壓約為4.25V;當C816容量減小至10μF左右時，⑥腳有7.7V電壓，機內出現微小的「嗒嗒』』聲，但整機仍然無法啟動;如C816容量從100μF降至20μF左右時，電源能正常啟動，此時⑥腳電壓為11.62V，用15W燈泡作假負載時有141V輸出，但當將+B處換成母0w燈泡作假負載時，電路便無法啟動，實測此時⑥腳電壓下降至8.46V。
為方便大家在實際檢修中對照和參考，特將檢修情況整理成表，如表3所示。
表3元件序號損壞情況電路工作狀態IC801⑥腳電壓(V)燈泡負載(W)+B輸出(V)R802、R803阻值增大至150KΩ無法啟動11.57150C816容量為0μF無法啟動4.25150C816容量為10μF機內出現微小「嗒嗒」聲7.7150C816容量為20μF電路正常啟動11.6215141C816容量為20μF電路無法啟動8.464013
3)當IC801③腳外接R805(820kΩ/2W)開路、R806(1OkΩ)短路時，電路進入欠壓保護狀態，在實際檢修中，R805易造成開路。
(4)R810開路，使IC801因無激勵脈沖輸入而使本機無法工作。
開關電源維修4.電源能啟動，隨後進入自保狀態的檢修
採用「電阻模擬光耦工作檢修法，如果電容還是無法啟動，說明故障在初級電路。按如下步驟檢修：
(1)電源初級穩壓控制環路有開路或短路現象，這時可檢測光耦③腳對熱地的電阻值，光耦③～④腳間開路，D807開路或短路，C813短路，及控制環路開路均會引起開機後出現自保狀態。
(2)C816容量減小導致IC801無足夠啟動電壓和電流，而無法啟動。
(3)D806損壞造成IC801⑥腳無穩定電壓提供，也會引起開機後出現自保。
開關電源維修5.+B電壓輸出，忽高忽低的檢修方法
此類故障說明電源初、次穩壓控制環路存在異常現象。
(1)首先用「電阻模擬光耦」法將初、次級穩壓控制環路分開，並在+B處接一隻IOOW的燈泡作假負載，對於+B輸出忽高忽低現象，可觀察燈泡的亮閃情況。若將初、次級控制迴路分開後輸出還是不穩定，說明故障是由初級控制電路所引起的，通過測IC801①腳電壓及光耦③、④腳電壓的穩定度即可查出相關損壞元件。次級穩壓控制迴路也可用電壓法來判斷，個別元件可採用代換法。
(2)對於+B輸出異常，還可用以下方法快速檢修：先用「電阻模擬法」將初、次級電路的穩壓控制環路分離。將「模擬電阻」換成5kO可調電位器，調節其阻值，其+B處有相應穩定電壓輸出。若調節此5kΩ電位器有相應+B輸出變化，說明故障不在初級控制環路上，而是在電源次級控制環路上。由於次級採用了SEl40作誤差穩壓檢測。這時，可在+B到SEl40①腳接一隻5kΩ電位器，調節此電位器，SE140②腳如有輸出電壓變化，則證明此集成塊正常。在實際維修中調整此電位器在0～5kΩ變化，其SEl40②腳電壓也有10.23～11.33V的電壓變化。
以上就是小編為大家介紹的開關電源維修方法的內容，希望能夠幫助到您。更多關於開關電源維修的相關資訊，請繼續關注土巴兔學裝修。
㈥ 談談開關電源的環路計算和環路補償及如何穩定性設計
電壓環路交叉TV(f)應在何處 根據尼奎斯特(Nyquist)定理，要獲得電壓環路穩定，交叉頻率(fc)需小於二分之一轉換器開關頻率(fs)。 在峰值電流模式控制中，電壓環路應在GCO(f)中出現的雙極點以前在十倍速頻程(decade)范圍內交叉。根據所用拓撲，該雙極可能出現在二分之一開關頻率以下。使用網路分析儀，讓設計人員可以准確地知道雙極點出現的位置。
㈦ 開關電源的環路反饋
這樣接相當於在R3上並聯電阻，改變分壓采樣，直接就改變輸出電壓了。限流單加電阻是不行的，要限流效果好的得用運放，一般的也得用三極體。下面就是簡單的限流電路：
R=Q的EB結電壓/限流點電流
㈧ 開關電源的輸出電壓不穩定怎麼解決
一般來說開關電源輸出電壓不穩定的原因比較復雜，但也基本可以從下面幾個出發點去查找原因：
控制電路的VDD紋波過大或者不穩定，超出控制IC工作的條件。可以適當調整供電電壓，或者增加濾波電容，選擇合適去耦電容。
基準參考不穩定，比如給基準電路的偏置電流小於其正常工作的需求。可以通過觀察基準的波形，對比現有參數調整電路來滿足基準的工作條件。
反饋迴路參數不合理，負反饋電路在某頻點成為正反饋而引起電路震盪。可以先把環路速度調慢，增益調小，待電路穩定後再觀測伯德圖調整環路滿足動態響應的要求。
某些保護電路被誤觸發，比如過壓，過流，過功率等。觀察每個保護電路的控制節點，看哪一部分電路被誤動作。需要調參數的調參數數。註：保護電路也可以參考上述1,2及下面的5 。
電源內的干擾導致控制電路不穩。比如電流采樣，電壓采樣電路（比較器輸出）等。檢查電路布線，敏感的電路要避開干擾源，成對的信號採用護線（就是盡量與地線近距離平行布線）。
輸入電壓范圍超過了開關電源變換器維持輸出的條件，比如過低或過高。檢查前級電路是不是輸出穩定。如果輸入在范圍內，可能需要調整變壓器設計。
㈨ 談談開關電源的環路計算和環路補償及如何穩定性設計
電壓環路交叉TV(f)應在何處
根據尼奎斯特(Nyquist)定理，要獲得電壓環路穩定，交叉頻率(fc)需小於二分之一轉換器開關頻率(fs)。
在峰值電流模式控制中，電壓環路應在GCO(f)中出現的雙極點以前在十倍速頻程(decade)范圍內交叉。根據所用拓撲，該雙極可能出現在二分之一開關頻率以下。使用網路分析儀，讓設計人員可以准確地知道雙極點出現的位置。
㈩ 如何提高開關電源動態響應
1，開關頻率定了，環路帶寬是可以調整的，而不是說fs定了，乘個1/4~1/5就是帶寬了。
2，帶寬越寬，動態響應越快。響應快了，但不一定好，有個度，需要折中。